Академия Гитарной Электроники: Как "приготовить" Фленджер. - Академия Гитарной Электроники

Перейти к содержимому

Страница 1 из 1
  • Вы не можете создать новую тему
  • Вы не можете ответить в тему

Как "приготовить" Фленджер.

#1 Пользователь офлайн   Valentinych 

  • Гуляю здесь...
  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 17 Ноябрь 2011 - 17:37

*
Популярное сообщение!

Как и обещал, начну с ключевой фразы: «Парни, настроить фленджер, хорус, или любое другое устройство на аналоговых линиях задержки, не имея необходимых измерительных приборов (прежде всего - осциллографа и звукового генератора), очень сложно. А настроить качественно – не возможно».

Поэтому буду исходить из того, что необходимые приборы у вас есть (и вы умеете ими пользоваться), и коротко опишу упрощенную методику поэтапной настройки таких устройств на примере схемы клона Electric mistress от самодельщика Томаса из Праги. Скачать схему можно здесь: http://thmq.mysteria.cz/em3207/ . На главной странице сайта автора http://thmq.mysteria.cz можно найти и другие проекты Томаса. Кстати, довольно интересные!

Итак, настройка любого устройства на аналоговой линии задержки, будь то MN3xxx, SAD1024 или 528БР2, включает в себя три основных этапа:
1) настройка высокочастотного генератора (VCO);
2) настройка низкочастотного генератора (LFO);
3) настройка аналогового тракта и режима работы самой линии задержки.

Но начинать всегда нужно с проверки цепей питания. В рассматриваемой схеме контролируется наличие (и величина) напряжений Vсс, Vdd и Vref во всех обозначенных на схеме точках, включая выводы микросхем. На этом этапе регулятор триммера RT2 (100 кОм) устанавливаем в среднее положение. На ножке 14 IC3D при этом должно установиться напряжение, равное ~1/2 Vсс. Точное значение этого напряжения в данный момент не принципиально, так как оно будет изменяться при настройке режима линии задержки по постоянному току.

Если все контролируемые напряжения во всех точках в норме, устанавливаем переключатель режима SW в положение FILTER-MATRIX, ручки всех потенциометров и триммеров в среднее положение, заземляем вход устройства, и переходим к настройке VCO и LFO.

Настройка VCO.

Генератор высокой частоты, управляемый напряжением, состоит из четырех отдельных частей:
- на микросхеме IC3A (обычный ОУ) собран каскад управления VCO, который формирует уровень напряжения, управляющего частотой высокочастотного генератора. Каскад представляет собой усилитель постоянного напряжения с изменяемым коэффициентом передачи (Кус изменяется от 1 до ~ 3,5 при повороте ручки РОТ3);
- на микросхеме IC4 (быстродействующий компаратор) собран собственно VCO – генератор управляемый напряжением;
- на микросхеме IC5A собран делитель частоты VCO, который из коротких «иглообразных» импульсов на выходе IC4 (ножка 7), формирует два сигнала прямоугольной формы (такой сигнал называется «меандр»), сдвинутые на полпериода, или на 180 градусов по фазе, с частотой в два раза меньше частоты импульсов на выходе VCO. Необходимость формирования двух меандров диктуется требованием к управляющим тактовым сигналам линии задержки – она "переносит" сигнал только тогда, когда на ее входах СР1 и СР2 присутствуют такие сигналы;
- на микросхеме IC6 собраны два «двухступенчатых» буферных каскада, которые «умощняют» сигналы с триггера-делителя, и формируют необходимый ток управления фазными (тактовыми) входами линии задержки, имеющими довольно значительную входную емкость. Эти каскады тривиальны, и далее я их больше не буду упоминать.

В первую очередь, вращая ручку потенциометра РОТ3 (Range), измеряем диапазон перестройки уровня постоянного напряжения на выходе IC3A (нога 1). Это измерение можно сделать обычным мультиметром в режиме измерения напряжения.

Так как у меня под рукой нет макета этой схемы, не могу сказать точно, что напряжение там будет изменяться «от сих до сих». Исходя из номиналов схемы, назову приблизительный диапазон изменения этого напряжения: примерно от 1 вольта (при крайнем правом положении движка РОТ3 по схеме) до 3,5-4,0 вольт (при крайнем левом положении движка РОТ3 по схеме). Измеренные крайние значения напряжений следует записать или запомнить – они еще потребуются.
Замечу – здесь, и далее все измерения производятся относительно уровня «земли» (минусовая шина источника питания).
После завершения измерений снова переводим ручку РОТ3 в среднее положение, при котором на выходе каскада будет напряжение около 2,5 вольта (не принципиально).

Затем, контролируя осциллографом сигналы на ножках 1 и 2 микросхемы IC5A (триггер-делитель частоты VCO), убеждаемся в работоспособности VCO и триггера-делителя. На выходах триггера, при среднем положении ручки РОТ3 должны присутствовать сигнала с частотой ~100-500 кГц. Точную частоту в данный момент назвать еще не возможно.
Если вы располагаете осциллографом, позволяющим анализировать сигналы с частотой 10-20 Мгц, то можно посмотреть сигнал на выходе IC4 (нога 7). Этот сигнал следует контролировать при высокой скорости горизонтальной развертки осциллографа, примерно от 2 до 20 мкс/деление – там должен быть виден «частокол» из коротких импульсов неправильной и несимметричной формы.
При вращении ручки РОТ3 частота этих импульсов-иголок (и меандра на выходах триггера-делителя) должна изменяться в очень широком пределе, вплоть до срыва колебаний VCO на высоких, и/или низких частотах. Приблизительный диапазон регулировки может быть от 2-10 кГц, до 1-3 МГц (контроль на выходе IC4), или от 4-20 кГц до 0,5-1,5 МГц (контроль на выходах триггера).

Внимание!!!
Не следует подключать щупы измерительных приборов к ножке 2 микросхемы IC4. Это в лучшем случае приведет к сильному искажению параметров генератора, а в худшем случае может вообще сорвать его генерацию.


Если генератор и триггер «живы», контролируем сигнал на выходе буферных каскадов (или прямо на ногах 2 и 6 микросхемы IC2), и переходим к настройке нужного диапазона перестройки VCO.
Судя по многочисленным рекомендациям людей, повторивших эту, и другие аналогичные конструкции, диапазон перестройки частоты VCO для линии задержки длиной 1024 ячейки должен быть от ~35 кГц до ~1,2 МГц (контроль на выходах триггера). Именно при этих тактовых частотах VCO получается самый «фленджовый» звук, к которому так стремятся самодельщики.

Если при среднем положении РОТ3 частота VCO сильно отличается от величины, озвученной выше (100-500 кГц), начинаем вращать триммер RT3 (22 кОм). Этот триммер регулирует уровень стабильного тока, которым заряжается емкость С17 (22 p). При увеличении этого тока время заряда емкости уменьшается, а частота VCO возрастает, и наоборот.
После того, как частота будет «загнана» в требуемых диапазон (~100-500 кГц), снова измеряем диапазон перестройки VCO при вращении РОТ3, доводя его до требуемых пределов (~35 кГц – 1,2 МГц на выходе триггера-делителя). Не исключено, что в процессе настройки придется несколько изменить номиналы следующих деталей: C17, R32, R33, но делать это нужно крайне аккуратно, не сильно «прыгая» с номинала на номинал. Чаще всего бывает достаточно выбрать самую подходящую деталь из нескольких с одним номиналом (за счет технологического разброса номиналов).
В отдельных случаях не удается добиться изменения частоты VCO именно от 35 кГц до именно 1,2 Мгц. В этом нет ничего страшного, вполне работоспособен диапазон от 30-45 кГц до 1,0-1,25 Мгц.
А лучшее, как известно – враг хорошего!

Настройка LFO.

Генератор низкочастотного сигнала, управляющего VCO, собран на двух «четвертушках» IC3 (IC3B, IC3C), и представляет собой классический генератор треугольного напряжения, состоящий из компаратора на IC3B с положительной обратной связью, обеспечивающей «прыгающий» уровень срабатывания (гистерезис), и интегратора на IC3C с регулируемым временем интеграции (РОТ2 «Rate»).

Работает LFO так (несколько упрощенно):

Допустим, в стартовый момент времени на выходе компаратора (нога 7 микросхемы IC3B) присутствует низкий уровень. Тогда, на его выходе установится высокий уровень, который по цепи POT2, R25 будет приложен к инвертирующему входу IC3C (нога 9). Это, в свою очередь, приведет к возникновению тока заряда «спарки» С13,С14. Зарядный ток этого сдвоенного конденсатора имеет противоположную полярность втекающему току, что приведет к линейному уменьшению напряжения на выходе микросхемы IC3C.

Скорость линейного «падения» напряжения зависит лишь от тока, протекающего в цепи РОТ2,R25, и величины сдвоенной емкости С13,С14, а время, в течение которого будет продолжаться этот процесс определяется порогом срабатывания компаратора IC3B.
Как только это напряжение станет меньше уровня напряжения на прямом входе IC3B (нога 5), компаратор сработает и «перекинется» в другое состояние – на его выходе возникнет высокий уровень. В то же момент изменится и порог срабатывания компаратора, который определяется делителем R26, R24.

Ток цепи POT2, R25 изменится на противоположный, следовательно составная емкость С13,С14 начнет перезаряжаться, а напряжение на выходе интегратора IC3C будет линейно нарастать, до нового (текущего) уровня срабатывания компаратора. При правильном выборе рабочей точки схемы, и номиналов деталей, задающих гистерезис компаратора, далее процесс будет повторяться циклично и бесконечно, т.е. возникнет генерация – на выходе компаратора будут прямоугольные импульсы большой амплитуды (практически от нуля до Vdd), а на выходе интегратора будет генерироваться сигнал правильной треугольной формы, с частотой переключения компаратора.

Рабочая точка обоих каскадов определяется номиналами делителя R23/(R22+R21). При указанных на схеме номиналах резисторов и заданном напряжении Vdd (~8,5 В), уровень рабочей точки ~ 3,8-3,9 вольта. Именно такое напряжение должно быть на ногах 6 и 10 микросхемы IC3. Если в этих точках напряжение сильно отличается от указанного, следует подобрать номиналы резисторов R21-23. При этом в точке соединения R21 и R22 следует сохранить напряжение на уровне 1,0-1,2 вольта, что необходимо для нормальной работы VCO.

Если рабочая точка LFO задана правильно, и каскад собран без ошибок, то в точке PAD7 (верхний по схеме контакт переключателя SW, находящегося в положении FILTR-MATRIX), осциллографом будет наблюдаться сигнал правильной треугольной формы, частота которого при крайнем левом положении ручки РОТ2 должна быть ~ 0,05 – 0,07 Гц (период колебаний равен ~ 20–15 секундам), а в крайнем правом положении ручки РОТ2, частота должна быть равна ~ 8-10 Гц (период – 0,125-0,1 секунды).
Строго говоря, судя по номиналам деталей, указанным на схеме, диапазон перестройки частоты должен быть еще шире (отношение высшей частоты к низшей ~ 1:250), но точные значения частот для этой конкретной схемы без макетирования я назвать затрудняюсь.

Контроль формы и измерение частоты LFO с помощью обычного аналогового осциллографа могут быть затруднительны – не каждый осциллограф в состоянии отобразить такие медленные сигналы. Поэтому сигнал треугольной формы лучше смотреть на самой высокой частоте генерации на выходе интегратора (нога 8 IC3), а период (частоту) - на выходе компаратора (нога 8 IC3), где будет четкий прямоугольный сигнал, амплитуда которого должна скачкообразно изменяться примерно 0,7 вольта, до 7,8 вольта (Vdd – 0,7 вольта).

При необходимости можно изменить диапазон регулировки частоты сигнала LFO в ту, или иную сторону, это делается путем подбора R24. При увеличении номинала этого резистора диапазон перестройки частоты уменьшается, при уменьшении номинала – диапазон расширяется.
Так же, изменить диапазон генерации LFO можно резистором R25 – если его увеличивать, диапазон регулировки будет сужаться, если его уменьшать, диапазон будет расширяться.

Особое внимание при регулировке LFO следует обратить на постоянную составляющую треугольного сигнала и на его амплитуду, т.е. на средний уровень сигнала в точке PAD7 (после делителя R28/R27), и на максимальный и минимальный уровни в этой точке.

Выше мы определили (и записали) диапазон управляющих напряжений для генерации VCO в требуемом частотном диапазоне. Теперь следует «подогнать» выходные уровни LFO в требуемые границы.
К сожалению, это инвариантная задача. Дать однозначные рекомендации или советы здесь просто не возможно. Скорее, вам потребуется понимание того, как функционирует этот узел, и как он взаимодействует с VCO. Именно поэтому я постарался в первую очередь «разжевать» работу схемы, а не методику ее настройки.

Если вам удалось настроить LFO в соответствии с приведенными выше рекомендациями, переводите переключатель SW в положение FLANGER, и проверяйте совместную работу LFO и VCO.
Установите ручку РОТ3 в среднее положение, ручку РОТ2 – в крайнее левое (по схеме) положение. Подключите осциллограф к любому из выходов триггера-делителя. Скорость развертки прибора – примерно 20 мкс/дел. На экране вы должны увидеть очень медленно изменяющийся прямоугольный сигнал – его период должен сужаться и расширяться с частотой LFO, т.е. примерно 10 секунд «гармошка» должна раздвигаться, и столько же времени – сдвигаться. При этом амплитуда меандра должна оставаться неизменной, или, в крайнем случае, уменьшаться на самых высоких частотах VCO, но не более чем на несколько процентов.
Если вы наблюдаете такое изменение сигнала без всяких срывов колебаний, то можно считать, что сделано более половины дела!
Теперь попробуйте вращать ручку РОТ2 (Rate) – частота (скорость) «сдвигов-раздвигов» гармошки на экране должна увеличиваться. При этом, так же не должно наблюдаться срывов колебаний VCO ни в верхнем, ни в нижнем частотном диапазоне.

В последнюю очередь проверяем работу РОТ3 (Range). И вот здесь могут возникнуть проблемы.

Дело в том, что ранее, настраивая уровень выходного сигнала LFO, мы делали это без учета положения ручки РОТ3, точнее – в ее среднем (каком-то) положении. Но при этой регулировке изменяется не только уровень модулирующего сигнала, но и постоянный уровень на одном из входов IC3C, который задается делителем (R23+R22)/R21. Ранее мы выяснили, что напряжение в этой точке равно ~ 1 вольту.
При вращении ручки РОТ3 в этом режиме может возникнуть ситуация, в результате которой выходное напряжение каскада на IC3A превысит, или станет меньше допустимого напряжения на управляющем входе VCO (нога 2 IC3A). В этом случае генератор начнет вылетать за пределы рабочего диапазона с частотой LFO, или у него в какие-то моменты будет «сносить крышу» (срывать генерацию).

А так как ситуация зависит от двух воздействующих параметров – амплитуды треугольного сигнала LFO и уровня постоянки на выходе LFO, то для поиска компромисса придется или уменьшать амплитуду треугольника, или изменять уровень постоянного «подпора».
В первом случае придется жертвовать «дальностью полета» звука, а во втором – диапазоном регулировки в режиме FILTER-MATRIX. Для некоторого облегчение этого процесса рекомендую сделать маленькое изменение в схеме: заменить резисторы R21 и R22 на триммер номиналом 33 кОм. Это позволит в процессе настройки потратить гораздо меньше времени на поиск приемлемого варианта. После настройки можно будет сделать обратную замену триммера на 2 постоянных резистора с экспериментально подобранными номиналами.

Главное, чего нужно добиться при настройке LFO – чтобы максимальный и минимальный уровень его сигнала, был в допуске, определенном при настройке VCO. В противном случае возможен срыв колебаний VCO, что обычно воспринимается как стук. Многие самодельщики такие стуки считают проникновением сигнала LFO в звуковой тракт по цепям питания, но в большинстве случаев причина таких звуковых помех не столько в LFO, сколько в его излишнем воздействии на VCO.
Я бы ввел в схему еще одно небольшое изменение: заменил делитель R28, R27 на триммер номиналом 50-75 кОм. Его назначение, на мой взгляд очевидно, и не требует пояснений.

Настройка режимов линии задержки.

Только после того, как будут настроены LFO и VCO, можно приступить к настройке самой линии задержки.
Для этого следует:

- установить SW – в положение FUILTER-MATRIX;
- установить триммер RT1 – в среднее положение;
- установить ручку РОТ1 (Color) в нижнее (по схеме) положение);
- подать на вход устройства сигнал со звукового генератора частотой 1 кГц и амплитудой ~ 30 мВ.

Проконтролировать осциллографом прохождение сигнала по каскадам схемы, начиная от входа:
1) на выходе входного буфера-усилителя (нога 1 микросхемы IC1A). Здесь амплитуда сигнала должна быть равна ~ 100 мВ;
2) на выходе каскада частотной предкоррекции (нога 7 микросхемы IC1B). Здесь амплитуда сигнала должна быть равна ~ 100-120 мВ;
3) на эмиттере Q1 амплитуда сигнала при работающей линии задержки должен быть ~100-110 мВ. При этом сигнал может иметь искаженную форму, и наверняка будет со «ступеньками» - со следами прохождения по линии задержки. Частота этих ступенек зависит от частоты VCO;
4) на выходном разъеме, при указанных выше вводных, амплитуда сигнала так же зависит от частоты VCO, и может значительно отличаться как в сторону увеличения, так и в сторону уменьшения. В данный момент это не принципиально.

Сейчас будет не лишним исследовать АЧХ тракта. Для этого нужно установить щуп осциллографа на выход IC1B, а частоту входного сигнала плавно изменять от 50 Гц до 10 кГц, постоянно контролируя уровень на экране прибора.
В диапазоне от ~ 50 Гц до ~ 1 кГц амплитуда сигнала на выходе должна оставаться неизменной, а при дальнейшем увеличении частоты амплитуда должна плавно увеличиваться, и на частоте ~ 5 кГц возрасти примерно до 0,5 вольта. При дальнейшем увеличении частоты амплитуда выходного сигнала в некотором диапазоне (примерно до 10 кГц) будет постоянна, а затем снова начнет уменьшаться. Приведенные в этом абзаце частотные границы весьма условны – все расчеты и прикидки делаю в уме, так что не обессудьте.

Теперь, собственно, займемся настройками режимов линии задержки.
В первую очередь следует установить оптимальный уровень постоянного напряжения на ее входе (IC2, нога 3).
Для этого:

1) щуп осциллографа устанавливаем на эмиттер Q1;
2) на вход устройства подаем сигнал 1 кГц амплитудой ~50 мВ;
3) начинаем плавно увеличивать амплитуду входного сигнала, контролируя форму выходного сигнала осциллографом. В какой-то момент на выходе возникнет ограничение верхней или нижней полуволны сигнала. Другая полуволна при этом сохранит синусоидальную форму;
4) вращая триммер TR2, в ту, или другую сторону, следует устранить возникшее ограничение сигнала;
5) снова немного увеличить уровень сигнала на входе. Далее – по пункту 3). После нескольких таких манипуляций будет найдена рабочая точка линии задержки, при которой ограничение сигнала будет симметричным, т.е. и нижняя и верхняя полуволны выходного сигнала будут ограничиваться в равной степени.

Но сигнал на эмиттере останется «ступенчатым», при этом высота «ступенек» может чередоваться – высокая ступенька, низкая ступенька, и т.д.

Можно ввести еще одну регулировку, которой многие необоснованно пренебрегают: заменить резисторы R12 и R13 триммером с номиналом 10 кОм (крайние выводы триммера – к выходам линии задержки, средний вывод – к базе Q1). Тогда с помощью этого триммера можно будет дополнительно «отъюстировать» выходной сигнал по высоте ступенек, в результате чего несколько уменьшатся общие шумы устройства.
Я бы посоветовал смело увеличить номинал C7 до ~ 1,5–3,3 n, так как указанный на схеме номинал 680 пикушек явно маловат в этой цепи. На общей АЧХ тракта это увеличение никак не отразится, но существенно уменьшит высокочастотные шумы.

В заключение нужно настроить предельную величину обратной связи с выхода линии задержки на ее вход. Для этого закоротим вход устройства, ручку РОТ1 (Color) установим в верхнее (по схеме) положение, сигнал с выхода примочки подадим на кабинет (можно контролировать осциллографом), и вращая триммер RT1 (сверху вниз по схеме), найдем такое положение триммера, при котором в динамике кабинета начнет нарастать характерный гул, возникающий из-за переусиления и возбуждения схемы. На экране осциллографа начнется самопроизвольное увеличение хаотичных сигналов.
Здесь главное – не перебарщивать. При реальной работе это возбуждение устраняется «недоповоротом» РОТ1, но позволит при необходимости использовать и этот «запредельный» режим.

В принципе, настройку схемы на этом можно считать завершенной.
Желающие могут проверить АЧХ сквозного тракта – от входа до выхода. При выведенной в «ноль» ручке РОТ1 (Color), и разорванной цепи R16C10, АЧХ должна быть близка к линейной, в диапазоне от 50 Гц до 8-10 кГц.

Таким же методом настраиваются и другие устройства – хорусы (у них, как правило, отсутствует цепь обратной связи), дилеи и ревербераторы.
В том случае, если в схеме несколько линий задержки, рабочую точку каждой из них следует настраивать отдельно, так же, как и балансировать выход каждой микросхемы.

Надеюсь, что не забыл ничего существенного и важного, а если и допустил какие-то ошибки в рассуждениях или в расчетах, то по невнимательности, а не умышленно…
Такие ошибки постараюсь исправлять по мере их выявления.
Хочу все знать, но... это не реально...
35

Добрый день.
Для поддержания guitar-gear необходимо пара килорублей. Всем небезразличным просьба воспользоваться формой Я.Деньги
Проверь свой e-mail на валидность!!
В редактор добавлена кнопка "Спойлер" для выкладки больших изображений, всех игнорирующих эту возможность ждет наказание.

#2 Пользователь офлайн   Китаец 

  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 17 Ноябрь 2011 - 19:42

Вот это статья! Супер! На выходных плотно займусь настройкой! Благодарности нет предела!
0

#3 Пользователь офлайн   bunyaman 

  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 17 Ноябрь 2011 - 20:41

Valentinych,описание действительно отличное! Просто огромнейшее спасибо за такую информацию!
0

#4 Пользователь офлайн   Screamer 

  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 17 Ноябрь 2011 - 21:02

VALENTINOVICH!Большой респект!У меня эта педаль давно в работе,однако стоит взять ее на дополнительное
"исследование".Возможно,проведя тщательно все пункты правильной настройки она еще более преобретет звучание
фирменной "принцессы"-большое Вам спасибо,удачи во всем!С ув.Scr/
0

#5 Пользователь онлайн   Darksid 

  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 17 Ноябрь 2011 - 21:14

Valentinych огромное спасибо.На досуге займусь.Еще раз спасибо.

Сообщение отредактировал Darksid: 17 Ноябрь 2011 - 21:15

Не надо делать круто, надо делать правильно.
0

#6 Пользователь офлайн   Valentinych 

  • Гуляю здесь...
  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 11 Декабрь 2011 - 12:45

Исправил несколько непринципиальных ошибок, которые бросились в глаза при "перечитывании" текста.
Могу добавить еще описание модификации буферных каскадов рассмотренной выше схемы. Такой мод позволит получить временнЫе задержки тактовых сигналов, рекомендованные разработчиком для микросхем MN3xxx - в микросхемах "фирменных" драйверов MN310x эти задержки формируются автоматически.
По моим оценкам такая несложная переделка (всего по паре деталей на каждую фазу управления) довольно значительно улучшает динамику линии задержки, и передачу аналогового сигнала на самых высоких частотах тактирования.
Но что-то мне подсказывает, что информация по настройке устройств с УАЛЗ не так уж и востребована форумчанами... :sorry:
Хочу все знать, но... это не реально...
0

#7 Пользователь офлайн   rust 

  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 11 Декабрь 2011 - 16:57

Давай, Валентиныч, жги... по крайней мере для тех кому это нужно.
...и только грусти в блюзе нет...
0

#8 Пользователь офлайн   Morwinyon 

  • ХоМядератор
  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 13 Декабрь 2011 - 23:48

Valentinych, я дак во всю ищу осциллограф для этого :)
Власть хомякам!
0

#9 Пользователь офлайн   Китаец 

  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 14 Декабрь 2011 - 10:58

а я нашел) и генератор делаю)
0

#10 Пользователь офлайн   Valentinych 

  • Гуляю здесь...
  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 15 Декабрь 2011 - 21:27

Просили? - Получите! :new_russian: :biggrin:

Как правильно приготовить драйвер VCO?

Основными вариантами построения VCO без фирменной микросхемы MN310x, являются VCO, построенные на логических микросхемах CD4046 или CD4047, предназначенных для реализации устройств с ФАПЧ, а также VCO на скоростных компараторах типа LM311 (или подобных). Кроме того, известны схемы реализации VCO на сдвоенном D-триггере (CD4013), и даже на отдельных логических элементах (CD4001, CD4007).
К сожалению, все эти варианты, наряду с достоинствами, среди которых – кажущаяся дешевизна и доступность элементной базы, имеют ряд недостатков, и главный из них – формирование неоптимальных по временнЫм характеристикам тактовых сигналов для управления популярными аналоговыми линиями задержки серии MN3xxx.

Как следует из Datasheet на эти микросхемы, тактовые импульсы должны иметь следующий вид:

Изображение

. MN3007

Изображение

. MN3207

Обратите внимание на то, что Clock Cross Point (точка пересечения фронтов парафазных импульсов) должна находиться в строго определенной области: от 0 до -3 вольт (что соответствует примерно уровню 0,15*Vcc) для линий задержки серии MN300x, и от 0 до 0,3*Vcc (что соответствует ~3 вольтам при 10-вольтовом питании) для микросхем серии MN320x.
«Родные» драйвера MN310x имеют встроенный блок формирования временнЫх задержек (Wave Forming), и только затем сформированные тактовые сигналы попадают на выходные драйверы-усилители (Clock Driver). Как будет видно из приведенных ниже осциллограмм, точка пересечения фронтов парафазных импульсов, как таковая, отсутствует, так как фронты импульсов разделены небольшим интервалом времени (порядка 0,00000014 сек, или 140 нс)
В качестве примера приведена блок-схема микросхемы MN3102 (MN3101 имеет такую же структуру).

Изображение

Эти «сложности» обусловлены физикой процесса переноса порции аналогового сигнала из одной потенциальной ямы линии задержки, в другую (соседнюю) – такие временнЫе задержки позволяют перетекать заряду строго в одном направлении – от входа линии задержки к ее выходу, создавая как бы однонаправленный барьер между соседними ячейками. Упрощенный аналог такого «барьера» – полупроводниковый диод, который пропускает электрический ток только в одном направлении.
Если же тактировать линию задержки «чистыми» фазными меандрами, то часть заряда из активной ячейки при смене фазных импульсов непременно перетечет не только «вперед», в следующую ячейку в очереди, но и «назад», в предыдущую ячейку. В результате этого увеличатся общие шумы переноса, и уменьшится и без того не очень большой (по сегодняшним меркам) динамический диапазон устройства.
Разумеется, линии задержки содержат и другие технические решения, формирующие однонаправленность перетекания заряда, но забывать о временнЫх параметрах управляющих сигналов все же не стоит…
Очевидно, что при формировании тактовых сигналов обычным триггером, Clock Cross Point будет находиться примерно на уровне 1/2 Vcc, что не соответствует рекомендациям производителя, и не обеспечит оптимального режима управления линией задержки.

Несколько лет назад я проводил сравнительные замеры возможностей линий задержки MN3007 и MN3207 при тактировании с помощью MN310x и CD4013. На частотах выше 500 кГц соотношение сигнал/шум при «триггерном» тактировании было заметно хуже, чем при тактировании родным драйвером. Кроме того, во втором случае уровень выходного сигнала был примерно на 1,0-1,5 дБ меньше, при одинаковом уровне входного сигнала.

Бытует мнение, что VCO на родных драйверах MN310x работают гораздо хуже, чем VCO на CD4046/4047 или на компараторе LM311, особенно на высоких частотах. Думаю, это соответствует действительности только отчасти.
Недавно я провел новые измерения тактовых импульсов, сформированных при помощи драйвера MN3102. Все снимки сделаны на моем цифровом двухканальном осциллографе Takwey DST1202. Напряжение питания микросхемы – 9 вольт. Сигнал СР1 показан желтым цветом, сигнал СР2 – синим цветом:

Изображение
Импульсы частотой 53,29 кГц. Задержка между фронтами импульсов 140 нс.

Изображение
Импульсы частотой 172,95 кГц. Задержка между фронтами импульсов 140 нс.

Изображение
Импульсы частотой 495,8 кГц. Задержка между фронтами импульсов 140 нс.

Изображение
Импульсы частотой 1,805 МГц. Задержка между фронтами импульсов 140 нс.

На снимках видно, что задержка между фронтами тактовых импульсов равна примерно 140 нс, и практически не зависит от частоты генерации, вплоть до 2 МГц.

Следующие снимки показывают изменение амплитуды и формы тактовых сигналов при изменении их частоты:

Изображение
Импульсы частотой 53,17 кГц. Максимальная амплитуда прямоугольной формы.

Изображение
Импульсы частотой 318,84 кГц. Амплитуда и форма сигнала не меняется.

Изображение
Импульсы частотой 1,015 МГц. Амплитуда и форма сигнала не меняется.

Изображение
Импульсы частотой 1,62 МГц. Амплитуда и форма сигнала начинает меняться.

Изображение
Импульсы частотой 2,01 МГц. Амплитуда и форма сигнала сильно изменились. Заметна значительная асимметрия фаз.

Как показали мои опыты, MN3102 вполне удовлетворительно генерирует на частотах до 2 МГц, что соответствует частоте 4 МГц генератора на компараторе LM311.
Можно считать, что до частоты 1,6 МГц MN3102 формирует необходимые временнЫе задержки между фронтами импульсов. Однако на частотах выше 1,5 МГц форма импульсов перестает быть прямоугольной, приобретая колоколообразную форму, а промежутки между фронтами становятся длиннее самих импульсов.
Более того, при таких высоких частотах MN3102 не может обеспечить быстрый перезаряд емкости тактовых входов MN3207. Видимо, именно последнее обстоятельство и является основной причиной замены MN3102 на другие микросхемы.
Но так как максимальная частота импульсов на тактовых входах у самых продвинутых фленджеров (ADA и Misstress) не превышает 1,35 Мгц, можно считать, что родные драйвера MN3102 могут обеспечить отличную работу такого устройства, если после MN3102 установить дополнительный буфер (например, CD4049, как в рассмотренной ранее схеме Томаса).
Если же вместо CD4049 применить специальный сдвоенный высокоскоростной MOSFET драйвер типа MIC4424 (или аналогичный), то результат будет еще лучше.

В то же время, нужно признать, что временнЫе диаграммы MN3102 на самых высоких частотах (от 800 кГц и выше) не позволяют реализовать все возможности линии задержки MN3207, так как формируют слишком большую задержку между фронтами тактовых импульсов. Вот если бы эту самую задержку сократить со 140 нс до 30-50 нс…

Используя VCO, построенный по любой схеме, но имеющий на выходе дополнительный драйвер (как, у многих известных устройств) на микросхеме CD4049, сформировать задержку требуемой длительности не составит сложности.

Рассмотрим работу микросхемы CD4049, состоящей из шести отдельных логических инверторов. На следующем рисунке показана схема одного инвертора.

Изображение

Если на вход такого инвертора подать импульс, то на его выходе мы будем иметь такой же импульс, но обратной полярности. При этом у идеального инвертора фронты импульсов на входе и на выходе будут совпадать. У реального же инвертора присутствует некоторая задержка срабатывания, т.е. и нарастающий, и спадающий фронты на выходе инвертора появляются с некоторым запозданием, время которого определяет «скорострельность» устройства, и нормируется производителем.
Кстати, задержка нарастания сигнала, и задержка его спада, несколько отличаются по абсолютной величине. Так, у микросхемы CD4049 время задержки нарастания фронта (Propagation Delay Time Low to High) в среднем равно 30 нс, а время задержки спада фронта (Propagation Delay Time High to Low), в два раза меньше – всего 15 нс.
Далее станет понятно, почему я обращаю на это внимание.

На рисунке ниже изображена эволюция обычного инвертора в цепь, формирующую необходимую временнУю задержку одного из тактовых сигналов (для второго тактового сигнала потребуется еще одна точно такая же цепь). Там же показаны эпюры сигналов в различных точках схемы.

Изображение

Предположим, что у нас идеальный инвертор, который не имеет собственных внутренних задержек. Тогда для получения требуемой задержки, на входе инвертора установим обычную RC-цепочку, которая «затягивает» (интегрирует) фронты, превращая их из прямоугольных в точке А, в «криволинейные» в точке В. Фронты изменяют свой уровень не мгновенно, а постепенно, с какой-то скоростью, изменяющейся экспоненциально. Эта «кривизна» напрямую зависит от параметров RC-цепочки на входе инвертора, и называется «постоянной времени RC-цепи».
Итак, прямоугольный сигнал, прошедший через RC-цепь, достигнет уровня срабатывания через какое-то время после того, как на входе всего устройства возникнет высокий уровень «логической единицы». Это значит, что на выходе инвертора (точка С) низкий уровень «логического нуля» возникнет с некоторым опозданием относительно положительного фронта входного импульса. Это задержка на графике обозначена как tdel’.
Но и отрицательный фронт импульса поданного на вход устройства (точка А), точно также задержится на некоторое время tdel”, которое приведет к тому, что выход инвертора (точка С) сформирует высокий уровень с таким же опозданием! Это значит, что импульс на выходе схемы, будет отставать от входного импульса на некоторое время. Напомню, что мы рассматриваем идеальный инвертор у которого отсутствуют внутренние задержки и гистерезисы, которые в реальном инверторе и приводят к разнице tdel’ и tdel”.
Но нам не нужно задерживать весь импульс, кроме того, нам не нужно его инвертировать. Нам требуется задержать лишь один фронт (в нашем случае – нарастающий), для того, чтобы «раздвинуть» фронты противофазных тактовых сигналов.
Добавим в схему еще диод, включив его параллельно сопротивлению RC-цепи. В этом случае постоянная времени модифицированной RC-цепочки станет различной для нарастающего и спадающего фронтов входного импульса (точка A), и в результате нарастающий фронт будет «затягиваться», а спадающий минует RC-цепь практически без задержки (точка В’).
Импульс на выходе схемы (точка С’) окажется на самую малость короче входного импульса. Ну а следующий инвертор вторично «отзеркалит» преобразованный и укороченный импульс (точка D).

Теперь следует вспомнить, что вход любого реального устройства имеет некоторую электрическую емкость, которая образуется из-за близкого расположения входных цепей, и цепей питания, даже если они расположены внутри самой микросхемы, или даже внутри полупроводникового кристалла. Это емкость так же нормируется производителем, и указывается в справочных параметрах.
Емкость каждого инвертора CD4049 равна приблизительно 18 пФ. И этой внутренней входной емкости инвертора вполне достаточно для того, чтобы сформировать задержку нужной нам длительности без дополнительного внешнего конденсатора!
И тогда схема приобретает вид, показанный в самом низу рисунка, где выходной инвертирующий каскад образован двумя параллельно включенными инверторами (для увеличения выходного тока и нагрузочной способности).

Время задержки с учетом входной емкости (18 пФ) и указанного на схеме номинала R (5,1 кОм) составляет примерно 100 нс. Можно уменьшить номинал R до 2,4-2,7 кОм, для того, чтобы задержку сделать еще меньше, что, как мы выяснили ранее, будет ближе к оптимальному для нашей задачи.

А можно ли «отрихтовать» излишнюю задержку у родного драйвера MN3102? Оказывается - можно!
Для этого следует применить точно такой же задерживающий каскад, но без вторичного инвертирующего каскада. Тогда задерживаться будет уже спадающий фронт. Можно даже все три инвертора включить параллельно, правда при этом в три раза возрастет входная емкость такого каскада, но это можно будет легко компенсировать уменьшением в три раза номинала R (примерно до 1,0 кОм). Такой строенный драйвер будет обладать отличной нагрузочной способностью, что позволит легко прокачивать тактовые входы (которые имеют емкость порядка 700 пФ) линий задержки даже на повышенных тактовых частотах.

Разумеется, настройка точного требуемого времени задержки фронтов возможна лишь при наличии осциллографа с полосой пропускания как минимум 10-20 МГц.

А теперь пусть хотя бы три человека убедят меня в том, что им это надо! :close_topic:

Сообщение отредактировал Valentinych: 16 Декабрь 2011 - 15:34

Хочу все знать, но... это не реально...
9

#11 Пользователь офлайн   Lenivets 

  • Спроси -- подскажу
  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 16 Декабрь 2011 - 12:44

Описание -- супер. Стопудово понадобится тем, у кого есть осциллограф в распоряжении.
А вот вдогонку (мож бред, а мож и нет...) в качестве драйвера применить драйверы мощных полевиков типа IR21хх ... Там правда целая серия для разных применений и некоторые требуют внешнего генератора, но генерируют парафазную последовательность, есть возможность регулировать время задержки между спадом одного и фронтом следующего импульса, а самое главное -- выходные токи у них огого: затворами мощных полевиков управляют. Так что МН-ку качнут нараз. Единственное что, сразу предупреждаю -- включение микры потребуется не "даташитное". Если кого заинтресует -- отпишу поподробнее.
А вот практическая сторона этого увеличения частоты: задержка сигнала-то при этом уменьшится, значит фленжер плавно перетечет в фэйзер... Мож проще именно его городить? Прошу без обид, это не придирка, но честный вопрос о целесообразности.
Вся Электроника работает на Таинственном Синем Дыме. Ибо когда Дым из нее выходит, то Она работать перестает...
0

#12 Пользователь офлайн   Valentinych 

  • Гуляю здесь...
  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 16 Декабрь 2011 - 21:30

IR21хх хороши для других целей, но не предназначены для работы на таких частотах.

Не понял сомнения по целесообразности...
Как связано мое описание с "плавным перетеканием фленджера в фазер"? :sorry:

Сообщение отредактировал Valentinych: 16 Декабрь 2011 - 21:30

Хочу все знать, но... это не реально...
0

#13 Пользователь офлайн   Screamer 

  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 17 Декабрь 2011 - 07:15

VALENTINOVICH!Большое спасибо за продолжение статьи.Многие вещи становятся понятнее.У меня такой вопрос-
вот у Hammera увидел такую вот штуку http://hammer.ampage...gleclock.gif.На Ваш взгляд
скажите,полезно ли будет ввести такое дополнение и как оно отразиться на сигналах управления к BBD?С ув.Scr
0

#14 Пользователь офлайн   Valentinych 

  • Гуляю здесь...
  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 17 Декабрь 2011 - 09:30

1) Мой ник - Valentinych. :mosking:
2) Да, если BBD из серии MN3ххх, будет полезно. На высоких частотах несколько уменьшатся шумы переноса, и возрастет соотношение сигнал/шум.

Сообщение отредактировал Valentinych: 17 Декабрь 2011 - 09:30

Хочу все знать, но... это не реально...
0

#15 Пользователь офлайн   Graff 

  • Князь тьмы!
  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 17 Декабрь 2011 - 09:41

Надо бы все это в статьи перенести. Valentinych, не против?
Внемли Креведу, вестнику Всемогушего, гласу Ктулху истинного...

Изображение
0

#16 Пользователь офлайн   Valentinych 

  • Гуляю здесь...
  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 17 Декабрь 2011 - 10:18

Жираф большой - ему видней. :biggrin:

Но тогда уж собрать все мои посты о BBD (об управляемых линиях задержки) в один раздел, или в одну большую статью.
А так я не против. :thanks:
Хочу все знать, но... это не реально...
0

#17 Пользователь офлайн   MAK 

  • ПСИХОНАВТ
  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 30 Декабрь 2011 - 13:21

Valentinych Огромное спасибо за подробные статьи!!! ОЧень полезное чтиво в нашем общем деле!!! Да лучше в раздел статьи перенести маленикими статейками - Общее отдельно, дилеи отдельно, хорусы отдельно, МОДы отдельно, чтоб проще нужное искать было :)
Грибник
0

#18 Пользователь офлайн   Screamer 

  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 24 Январь 2012 - 12:18

Ув.Valentinych!Tакой вопрос к Вам.В своем проекте хочу включить 3 BBD в параллель (3207 либо 3007).Подскажите,насколько возрастут шумы на выходе устройства при таком включении 3-х MN3207?
Какие фильтры следует применить до и после BBD для такого CHORUS? C ув.Scr
0

#19 Пользователь офлайн   Valentinych 

  • Гуляю здесь...
  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 24 Январь 2012 - 13:12

Не совсем понял, что значит - три BBD в параллель?
В параллель "нога к ноге", или три параллельных канала задержки, каждый управляемый своими LFO и VCO?

Если первый вариант, то согласно теории, суммарные средневзвешенные шумы снизятся примерно в корень из трех раз. Практически - чуть меньше.
Если второй вариант, то все будет зависеть от грамотности построения схемы, топологии взаимных развязок и экранировки.
Прогнозировать здесь, что гадать на кофейной гуще.
Хочу все знать, но... это не реально...
0

#20 Пользователь офлайн   Screamer 

  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 24 Январь 2012 - 19:54

Просмотр сообщенияValentinych (24 Январь 2012 - 13:12) писал:

Не совсем понял, что значит - три BBD в параллель?
В параллель "нога к ноге", или три параллельных канала задержки, каждый управляемый своими LFO и VCO?

Если первый вариант, то согласно теории, суммарные средневзвешенные шумы снизятся примерно в корень из трех раз. Практически - чуть меньше.
Если второй вариант, то все будет зависеть от грамотности построения схемы, топологии взаимных развязок и экранировки.
Прогнозировать здесь, что гадать на кофейной гуще.

Sorry,имелся в виду второй вариант,т.е.три параллельных канала задержки,управляемых LFO и VCO со сдвигом фаз сигналов управления в LFO на 120град.

Ув.Valentinych!Большое спасибо за исчерпывающий ответ.Здесь действительно трудно строить какие-либо прогнозы.
Просто подумал,что имели дело с построением таких схематических решений CHORUS.Cхема довольно не простая вырисо
вывается,вот и решил Вас побеспокоить,чтобы зря не заморачиваться,если вдруг шумы на выходе СHOR окажутся запре
дельными.Буду строить,макетировать,а там посмотрим.С ув.Scr
0

#21 Пользователь офлайн   Valentinych 

  • Гуляю здесь...
  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 24 Январь 2012 - 20:25

Просмотр сообщенияScreamer (24 Январь 2012 - 19:54) писал:

Просто подумал,что имели дело с построением таких схематических решений CHORUS.
Да, я делал такие варианты. Но сдвиг фаз дополнительно модулировал шумом, что бы не было слишком однообразно.
Хочу все знать, но... это не реально...
0

#22 Пользователь офлайн   4ECHOK 

  • Шашлык
  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 04 Март 2013 - 19:09

Valentinych, есть несколько вопросов - подскажите! собрал схемку по указанной Вами ссылке в начале статьи, в целом все работает, но:
- диапазон VCO получился примерно 100 - 625кГц. транзистора 5087 не было, стоит вс557 и если причина в нем, можно ли как то еще расширить диапазон перестройки до нужных 30-45 кГц - 1,0-1,25 Мгц? (подумываю, увеличить амплитуду с выхода LFO(R27,R28))
- Можно ли в схеме вместо 4049 применять другие инверторы?
- сигнал с выхода МНки ограничивается уже примерно на 1.9 вольтах (при питании 9в) - это как раз тот маленький динамический диапазон микры, или я где то допустил ошибку? еще интересно - при 30 милливольтах 1кгц синусоиды на входе с 1й ноги опера 4558 выходит 40мв(вместо 100), с 7й - 95мв(вместо 100 - 120), но на эмиттере Q1 - 110мв..
- в некоторых других схемах есть выходные буферы на ОУ, почему в этой схеме этого опера нет? ..полагаю, это обусловлено применением ключа на полевике. ..или еще чем то?
В остальном - звук обалденный, шума схемы на слух незаметно) Большое спасибо Вам!)
0

#23 Пользователь офлайн   Valentinych 

  • Гуляю здесь...
  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 05 Март 2013 - 10:21

1) Для того, чтобы попытаться выяснить причины неширокого диапазона VCO, нужно хотя бы знать режимы по постоянному току. Лучше - фото осциллограмм сигнала на выходе LFO (ср. точка между R27-R28). Тип транзистора, конечно играет роль, но не думаю, что настолько существенную.

2) 4049 - это драйверы с увеличенной нагрузочной способность. Они с состоянии отдать в нагрузку довольно приличный ток. Есть еще такие же по структуре 4069, но у них ток немного поменьше. Работать конечно будут, но не так хорошо. Можно соединять параллельно по три драйвера, тогда нагрузочная увеличится.

3) Динамический диапазон - это отношение максимального уровня сигнала к уровню шума устройства, выраженное в децибеллах. ДД не имеет абсолютных значений, так что говорить, что 1,9 вольта - это признак маленького ДД просто бессмысленно. Кстати, по даташиту, работа 3007 оценивается только до уровня ~1 вольт на входе. И при этом заявленный ДД превышает 80 дБ. Это очень не плохой показатель.

4) Это моя ошибка. Когда я описывал схему, по невнимательности неправильно посчитал Ку первого ОУ.
Ку ОУ считается по простой формуле (номера резисторов из схемы): Ку = 1 + R5/R4. Очевидно, что в этой схеме Ку = 1+0,36=1,36. При входном сигнале 30 мв на выходе ОУ и должно быть 30*1,36=40,8 мВ. Я же при расчете, по невнимательности, поменял местами R4 и R5, почему у меня Ку получился 3,8, а уровень сигнала на выходе - 100-120 мВ. Я же не макетировал схему, когда писал этот материал.

5) MN3007 имеет "сквозной" коэффициент передачи >1. Поэтому у нее уровень сигнала на выходе превышает уровень сигнала на входе. В некоторой степени ее К передачи можно изменять, варьируя номинал R14. Но лучше этим не увлекаться.

6) Вопрос, почему Томас не поставил на выходе схемы буфер, лучше задать ему самому. :)
Я бы поставил обязательно. И вам никто не запрещает это сделать. Путь даже не ОУ, а хотя бы обычный эмиттерный повторитель.
Хочу все знать, но... это не реально...
1

#24 Пользователь офлайн   4ECHOK 

  • Шашлык
  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 08 Март 2013 - 20:13

По первому вопросу выяснил) - диапазон(замерил поточнее) 125 - 740кгц(с выхода делителя 4013) получается при диапазоне напряжений на выходе опера IC3A примерно от 3.38Вв до 0.97в(режим FILTER-MATRIX). В режиме Flanger - 100кгц - 1МГц. Любопытства ради отрезал этот выход и подключил к резистору R30 делитель. Диапазон от срыва до срыва у меня получился примерно от 43.3кГц(7.63в) до 1МГц(0.79в) ..хотелось бы до идеальных довести)) Тут вылез один вопрос. при работе генератора где то от 100кГц, до 43кГц и выгрученной ручке COLOR процентов на 70 - на выходе периодически слышны шумы по звуку чем то напоминающие настройку приемника в св-кв диапазоне). Причем - при "заземлении" минуса схемы пальцем шумы немного уменьшаются)). При нулевом положении ручки COLOR этих шумов нет. установка с9 большего номинала не помогла. Подумываю "заменить резисторы R12 и R13 триммером с номиналом 10 кОм" и добавить на входы инверторов по цепочке диод-резистор. Или же просто нужен металлический корпус?
По третьему вопросу - спрашивал потому, что выхлоп у звучков хороший и при сильной атаке сигнал с выхода ЛЗ неприятно звуча ограничивается. думаю немного задавить сигнал до МНки и доусилить его на выходном буфере, или добавить, пару диодов параллельно R9.. что подскажете?

P.S. - шумы при большей громкости слышны где то от половины диапазона до нижнего предела(43кгц) Прикрепленный файл  шум.mp3 (652,37К)
Количество загрузок:126
0

#25 Пользователь офлайн   Screamer 

  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 17 Март 2013 - 08:41

Valentinych,доброго Вам здоровья!Помогите разобраться,у меня проблема с настройкой VCO.Собрал намедни EH Echoflanger на 2-xMN3007.VCO в схеме собран по стандарту LM311/2n5087 c переключением емкостей---47pFдля эффектов Filter Matrix/Flange и 47+150pF для Chorus/Slapback.Дело в том,что подходящий диапазон частот VCO (удалось достичь--30,3Кгц-1,25Мгц)выставляется резистором CLOCK при зарядной емкости 47+150pF.Когда же подключаю емкость в 47pF, требуемого диапазона достичь невозможно-все уходит в запредельный режим,вплоть до срыва работы генератора.Как быть?Неужели для Chorus/Slapback effect потребуется увеличение емкости в 800pF?Бред какой-то!.Транзистор установил 2n5087,H21e-420,компаратор TL311.
0

#26 Пользователь офлайн   Valentinych 

  • Гуляю здесь...
  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 19 Март 2013 - 09:06

Вообще-то, хотелось бы видеть схему, чтобы давать не голословные советы.

Частота VCO, построенного на компараторе (LM311) определяется несколькими факторами:

1) Величина времязадающей (частотозадающей) емкости (47 pF или 47+150 = ~200 pF). Больше емкость - МЕНЬШЕ частота.

2) Токи заряда/разряда этой емкости. Больше токи - БОЛЬШЕ частота.
Нужно помнить, что заряд и разряд этой емкости определяется разными электрическими цепями - ЗАРЯЖАЕТСЯ емкость генератором стабильного тока на транзисторе 2N5087, а РАЗРЯЖАЕТСЯ через диод и выходное сопротивление компаратора в момент его срабатывания.
Разрядный ток в этой схеме не регулируется, но он заведомо велик, а время разряда составляет примерно единицы-десятки наносекунд, поэтому основным частотозадающим током в данной схеме является ЗАРЯДНЫЙ ток.

3) Уровнем стабатывания компаратора (напряжение на "опорном" входе компаратора, куда подается сигнал LFO). Ниже опорный уровень (напряжение с LFO) - БОЛЬШЕ частота.

Конкретная величина емкости не принципиальна - она может быть ЛЮБОЙ в очень широком диапазоне - от единиц пикофарад, до тысячь пикофарад. Естественно, для получения одинаковой частоты генерации, при равном третьем условии (опорном напряжении), в первом случае потребуется зарядный ток в тысячи раз меньше, чем во втором.

В вашем случае, скорее всего генератор стабильного тока (ГСТ) генерирует слишком большой ток, который успевает "накачать" емкость за очень короткое время. Но в этом нет ничего страшного. Или увеличьте номинал времязадающей емкости, или же измените ток, генерируемый ГСТ.

Ток ГСТ задается напряжением на базе транзистора (базовым термокомпенсированным делителем напряжения) и величиной сопротивления в его эмиттере. Так что вы можете варьировать тремя номиналами - два в базовой цепи и один в эмиттерной. Я бы постепенно увеличивал номинал R, которое соединяет базу транзистора с землей схемы. При этом триммер в эмиттере нужно установить в среднее положение. Как только грубо вгоните частоту в нужный диапазон, более тонкую подстройку можно будет сделать триммером в эмиттере.

Кстати, будет не лишним проверить правильность включения термокомпенсирующего диода (его полярность). Если он включен наоборот, то будет наблюдаться как раз тот эффект увеличения тока, который вы имеете. Так что начните именно с проверки правильности включения диода.
Хочу все знать, но... это не реально...
0

#27 Пользователь офлайн   Screamer 

  • Вставить ник
  • Цитировать
  • Раскрыть информацию

Отправлено 20 Март 2013 - 11:41

VALENTINYCH,Премного благодарен Вам за оказаную помощь!Многое разъяснилось и стало понятным.Мне удалось вогнать в режим VCO резистором в цепи базы(база транзист--корпус).Емкость поставил 68pF.Диапазон частот на выходе тригг.CD4013 при замерах составил где-то от30Кгц до 1,27Мгц,как раз то,что доктор прописал.Еще раз огромное Вам спасибо за деловой совет а также за Вашу статью.Буду пыхтеть дальше над этим зверем.Удачи!
0

Поделиться темой:


Страница 1 из 1
  • Вы не можете создать новую тему
  • Вы не можете ответить в тему

1 человек читают эту тему
0 пользователей, 1 гостей, 0 скрытых пользователей